【关键词】硅微机械陀螺;偏置电路;Pspice;PCB
Abstract：To meet the need of engineering design and technical requirements of silicon microgyroscope，a new design has been made to offset the zero position from bipolar signal to unipolar signal.The +12V single power supply has been made to ±12V double power supply.According to the transfer function，circuit has been designed and Pspice simulation has been made.The simulation result shows that the design is correct.PCB has been produced and meets the demands after measurement.
Key words：silicon microgyroscope;bias circuit;Pspice;PCB
引言
硅微机械陀螺仪是惯性导航技术中经常用到的传感器，它具有体积小，重量轻，灵敏度高等众多优点[1]。本设计中用到的陀螺是一种利用旋转载体自身角速度驱动的陀螺，通过垂直于载体自旋角速度方向的俯仰或偏航角速度产生的哥氏力来敏感载体的俯仰或偏航角速度。如图1所示，陀螺输出信号时一个双极性信号，而应用中需要将双极性信号变为单极性信号，电源为单电源供电，而且保证相关技术指标达到要求，为此，下文对陀螺信号进行了理论分析，设计了传输函数，制备了样机。
图1 零位偏置前陀螺输出信号
1.原理分析
无驱动结构微机械陀螺结构如图2所示，它由四个陶瓷电极和一个硅摆组成四个电容，坐标系oxyz固定于传感器的质量块上，是硅摆芯片绕轴摆动的角速度，是载体绕轴的自旋角速度，Ω是载体绕轴的偏航（俯仰）角速度。
图2 无驱动结构硅微机械陀螺结构
陀螺固定在旋转载体上，当陀螺随着载体以的角速度自旋的同时又以Ω角速度偏航（俯仰）时，硅摆产生周期性变化的变化频率等于旋转载体滚动频率的哥氏加速度，沿轴输出角振动，从而引起硅质量块与四个电极构成的四个电容的变化。通过信号检测电路与信号处理电路，可以产生与被测角速度成正比的双极性电压信号，从而达到测量的目的。更改电路参数，可以将输出调整为Vpp=2V偏。
本次设计是将输出信号的零位上移V偏，最直接的方法就是用加法电路实现，用陀螺输出与V偏=2.5V直流信号相加，即可得到零位偏置2.5V的陀螺输出信号。2.5V的直流信号可以由应用环境中的+12V电源通过电压转换芯片得到。此外，本次设计与之前信号处理电路中都用到了双电源供电芯片，因此还另需将+12V转换为-12V，实现双电源供电。
2.电路设计
综合上述分析，本设计主要分为三个部分，第一部分，+12V转为-12V;第二部分，+12V转为+2.5V，第三部分，2.5V与陀螺信号的相加电路，以下分别对这三部分电路进行设计分析。
2.1 正负电源设计
由于转体内部单电源供电，而陀螺信号处理电路中用到OP27运算放大器等双电源供电的器件，所以需要进行单电源到双电源的转换。选择电压转换芯片既要考虑在误差允许范围内满足功能实现，又要尽量满足电路简洁，便于小尺寸PCB上布线。通过比较，选择Maxim公司ICL7662EBA芯片实现+12V转换为-12V，如图3所示，此应用中只需在芯片周围外接两个极性电容便可实现。而正电源则用原有的+12V电源。ICL7662的输入输出关系如公式（1）所示。
（1）
如此实现正负12V的电压给电路供电。
图3 ICL7662实现电压转换原理图
Maxim公司的ICL7662EBA芯片为八脚贴片式封装，输入工作温度范围为-40℃～+85℃，输入电压范围为4.5V～20V，其中要注意的是6脚，当输入电压小于10V时，6脚需接地，此次应用中输入电压为+12V，所以不需6脚接地。
2.2 电压转换电路
第二部分为12V转2.5V的电路，选用TI公司的TL431芯片的典型应用电路，TL431为三端可编程稳压二极管，三个引脚分别为阳极，阴极和参考电压。TL431参考电压公差等级有A，B，和标准等级三个等级，在此选用公差最小的B等级，公差为0.5%，它的工作温度为-40℃～+125℃，工作电流范围宽达1-100mA，动态电阻典型值为0.22Ω，输出杂波低，其符号可以等效为图4所示。
图4 TL431等效符号
用于稳压的典型电路如图5所示。
图5 TL431电路连接
图6 TL431仿真
其中输入输出关系可以用（下转第155页）（上接第153页）式（2）表示：
（2）
其中为内部2.5V基准源，因此当R1为0欧电阻时，输出为式（3）所示。
（3）
TL431部分的仿真结果如图6所示。
2.3 偏置电路设计
第三部分是2.5V直流信号和陀螺信号的加法电路，实现陀螺信号2.5V的零位偏置。电路设计如图7所示。
第一个OP27运放实现反相相加电路，传递函数为：
（4）
其中分别为陀螺信号和2.5V直流信号，第二个OP27运放实现反相比例运算电路，用于改变电压极性，其传递函数如式（5）所示，为最后输出，两部分电路串联起来，最终实现同相相加的目的。
（5）
因为有：
（6）
所以：
（7）
Pspice仿真结果如图8所示。
仿真结果与预期效果一致，说明设计思路正确。模拟加法电路要用到集成运算放大器，本设计属于精密仪器中的应用，且传感器的敏感电路部分涉及到微弱信号的检测，所以要求运算放大器失调电压要小且不随温度的变化而变化。此处运算放大器选用OP27，OP27是一款低噪音精密运算放大器，其噪声功率谱密度为3nV/√Hz，失调电压为10uV，且具有高共模抑制比和高开环增益等优点，是精密仪器仪表中常用的一种运放。
图8 加法电路Pspice电路仿真结果
图9 转接板PCB三维显示
图10 TL431输出结果
图11 加转接板后陀螺输出信号
3.实验验证
基于以上分析设计，设计了PCB板并加工制作，与原有陀螺信号处理板之间通过接插件连接，PCB三维显示如图9所示。于精密三轴转台上进行实验验证。经试验测得TL431输出为图10所示，当内框旋转频率为15Hz，偏航角速度为180°/s。时，最后陀螺输出信号如图11所示，可见与图1相比，陀螺输出信号零位向上偏置约2.5V。实验测量数据结果如表1所示。
表1 实验验证结果
4.结论
本次设计任务主要由正负双电源设计，2.5V稳压信号的获取以及加法电路三大部分组成，本文分别对这三部分的理论计算，仿真验证，与实验结果进行了讨论，发现三者结果基本一致。误差主要来源于芯片的器件误差与环境影响，在允许范围之内。因此本次设计理论正确，且能实际利用到工程实践。
参考文献
[1]张福学，王宏伟，张伟，毛旭，张楠.利用旋转载体自身驱动的硅微机械陀螺[J].压电与声光，2005，27（2）：109-115.
[2]明亮，汪银年，王家光，张福学.一种硅微机械陀螺小信号检测电路的设计[J].北京机械工业学报，2006，21（4）：20-25.
关键词： 硅PIN光电二极管； 偏置电路； 电子滤波器； 闪烁探测器
中图分类号： TN710?34 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）13?0159?03
Design and application of low?price bias circuit for Si?PIN photodiodes
JIA Mu?lin1， ZENG Guo?qiang2， MA Xiong?nan3
（1. Guangxi Radiation Environment Supervision and Management Station， Naning 530222， China； 2. Chengdu University of Technologe， Chengdu 610059， China；
3. China Institude For Radiation Protection， Taiyuan 030006， China）
Abstract： The Si?PIN photodiodes have been more and more widely used in the areas of weak light signal detection， but the result of detection is more likely affected by bias voltage and other factors. The high?stability bias voltage with low ripple coefficient is essential for accurately achieving the detected weak light singal. A Si?PIN photodiode bias circuit based on TPS61040 DC/DC boost converting chip was design and applied to the weak light signal detection of the NaT （Tl） scintillator. A good result was achieved.
Keywords： Si?PIN photondiode； bias circuit； electronic filter； scintillator detector
硅PIN光电二极管（以下简称SPD）作为一种成熟的半导体光电器件，因其特有的优势在自控、通信、环保、医疗及高能物理研究等领域得到了越来越广泛的应用，但其使用极易受所加偏置电压的影响。因此，在实际应用中对SPD上所加的偏置电压的要求非常苛刻，必须具备很低的纹波系数和良好的稳定性，这也就造成常用的SPD偏置电路成本较高。针对这一情况，本文将介绍一款基于TPS61040电压转换芯片的偏压电路设计，并将其应用于NaI（Tl）+SPD辐射探测器的信号检测。
1 硅PIN光电二极管与偏置电压关系
1.1 SPD及其偏置电压简介
与普通光电二极管相比，SPD是由中间隔着本征层的PN结构成。当在PN两端外加反向偏压时，内建电场几乎集中于I层，使得耗尽层厚度加大，增大了对光子的吸收和转换有效区域，提高了量子效率；同时，PN节双电层间距加宽，降低了器件本身的结电容，如图1所示。使得器件的响应速度提高，有利于在微弱光脉冲信号检测领域的运用；此外，结电容的降低减小了信号电荷在其上的分配，有利于为前置放大电路输入更多的原始信号电荷。
图1 偏置电压与结电容关系
1.2 偏置电压电平选择
但偏置电压不是越高越好，原因是SPD的暗电流随偏压的增加而增加，如图2所示。当偏压超过一定值时，暗电流随偏压呈线性增长趋势，使得整个系统的信噪比迅速降低。在进行微弱光信号检测时，若所加偏压自身噪声较大，将直接影响到有用信号的提取，甚至可能将有用信号完全湮没。综合SPD的特性曲线和实验结果，一般将偏置电压设定在24 V。
图2 偏置电压与暗电流关系
2 偏置电路设计
2.1 升压芯片确定
通常，便携式仪器配用的电源电压为较低，无法满足SPD偏置电压电平24 V的要求，须进行升压处理。目前，主要选用APD（雪崩光电二极管）专用升压芯片（如：MAX5026，MAX1932等）构成SPD的偏置电路，但成本相对较高，且这类芯片升压幅度远超过SPD的需要，造成了一定的浪费。因此，设计一款低成本的SPD专用偏置电路是非常有必要的。
本文选用的TPS61040升压芯片是一款由德州仪器公司生产的电感式DC/DC升压转换器，其主要特点是价格低、功耗低、转换效率高。该芯片采用脉冲频率调制（FPM）模式，开关频率高达1 MHz；输入电压范围为1.8～6 V，可选用的供电电源较为丰富，适用性强；最高输出电压可达28 V，可满足绝大部分SPD的偏压电平要求。
2.2 TPS61040工作原理
TPS61040的内部功能结构如图3所示，其脉冲频率调制模式（PFM）工作原理如下：转换器通过FB脚检测输出电压，当反馈电压降到参考电压1.233 V以下时，启动内部开关，使电感电流增大，并开始储能；当流过外部电感的电流达到内部设定的电流峰值400 mA或者开关启动时间超过6 μs时，内部开关自动关闭，电感所储能量开始释放；反馈电压低于1.233 V或内部开关关闭时间超过400 ns，开关再次启动，电流增大。通过PFM峰值电流控制的调配，转换器工作在不间断导通模式，开关频率取决于输出电流大小。这种方式使得转换器具有85%的转换效率。芯片内部集成的MOSFET开关，可使输出端SW与输入端隔离。在关断过程中输入电压与输出电压间无联接，可将关断电流减小到0.1 μA量级，从而大大降低了功率。
图3 TPS61040的功能模块
2.3 升压电路设计
本文设计（图4所示）采用5 V电池作为电源，输出电压+24.5 V。根据TPS61040的数据手册可知反馈电平决定了输出电压的值，反馈电平又与分压电阻直接相关，输出电压[Vout]可按如下公式计算：
[Vout=1.233*（1+RTRB）]
式中：[RT]和[RB]分别为上下分压电阻，在电池供电的情况下，二者的最大阻值分别为2.2 MΩ与200 kΩ。在选择反馈电阻时，应综合考虑阻值与反馈电平的关系，较小的阻值有利于减小反馈电平的噪声，本文中[RT]和[RB]分别选用阻值1 MΩ与51 kΩ的电阻，根据上式可得输出的电压电平为24.5 V。为减小输出电压的纹波，可在[RT]上并联一补偿电容。三极管[Q1]用于隔离负载与输入电源。
图4 升压转换器原理图
2.4 滤波电路设计
根据PFM模式的工作原理可知，流过储能电感的电流呈现周期性的变化，从而将其内贮存的磁能转化为电能输出，造成了偏置电路的输出电平也呈周期性变化，波形近似为三角波，如图5所示。这使得升压转换器输出的电压不能直接用于的SPD偏置。
要得到理想的偏置电压，必须对其进行处理。本文采用电子滤波器来完成偏压的滤波，电路原理如图6所示。根据电子滤波器有放大电容的作用，可以用容量和体积均较小的电容来实现超大电容的功能，基本设计如图6所示。通过滤波处理后，成功将偏置电压的纹波控制在2 mV以内（见图7），且整个偏压电路体积较小，而且成本较低。
图5 升压转换器输出电压波形
图6 偏压滤波原理图
图7 滤波后的偏压
3 应用实例
本文选用的SPD为滨淞公司S3590?08型大面积硅PIN光电二极管，可用于闪烁探测器中光电转换功能，选用的闪烁体为一块体积Φ30 mm×25 mm的圆柱形NaI（Tl）晶体，通过一块聚光光锥将NaI（Tl）晶体发出微弱光线汇集到S3590?08的受光面进行探测，并采用本文设计的升压电路为S3590?08提供偏压；选用的放射源核素为Cs?137。SPD输出信号经过前置放大器（原理如图8所示）处理后，输出信号的波形如图9所示，可见本文设计的偏置电路基本达到辐射信号检测的需要。
图8 前放原理图
图9 加有偏压核脉冲信号波形
4 结 论
本实验表明，基于TPS61040升压转换器的升压电路是可以用作对偏压要求较高的SPD的偏置电源，与采用APD专用偏压芯片构成的同类电路相比，成本更低，且电路结构简单、功耗较低、体积较小，具有一定的实际运用价值。
参考文献
[1] 尼曼（美）.半导体物理与器件[M].3版.北京：电子工业出版社，2005.
[2] 凌球，郭兰英.核辐射探测[M].北京：原子能出版社，1992.
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[4] 薛永毅.新型电源电路应用实例[M].北京：电子工业出版社，2001.
【关键词】单电源供电；直流耦合；运算放大器
中图分类号：S611文献标识码： A
1.引言
大多数运算放大器要求双电源供电，即用两个端电压大小相等、极性相反的电源分别与运算放大器的+VCC端子和-VEE端子相连，而公共端接地。运算放大器本身没有接地端子，任何接地的输入信号源也就自动以+VCC和-VEE之间的中点电压（地电位）为参考点，所以输出电压也自动以地电位为参考点。单电源供电则不同，电源的正负端分别与+VCC和-VEE相接，-VEE同时作为输入输出的接地点。单电源和双电源供电最大的不同是输出的动态范围，双电源供电的输出电压不可能低于-VEE，也不可能高于+VCC，因此输出动态范围是接近但小于从-VEE到+VCC的一个正负区间；而单电源供电的输出动态范围是接近但小于0V到+VCC的一个正值区间。单电源运放设计技术的复杂性，就在于除了要考虑输入输出之间的传输特性，如的同相、反相以及增益外，还要根据输入信号的变化范围设计适当的偏置电路，让输出信号的变化始终处在低于电源电压VCC的正值范围以内。要解决这个问题有时采用交流耦合可能会简单一些，但这会使带宽变窄，对于某些输出信号变化非常缓慢的传感器来说不适用。因此本文只讨论直流耦合单电源运放的设计技术。
实际上，因为运算放大器本身没有接地管脚，无论双电源供电的普通运放还是特意指明的单电源运放，只要+VCC和-VEE之间不超过最大额定电压，都可以双电源供电或单电源供电，但普通运放采用单电源供电做不到0V输入、0V输出，应用有一定的局限性。而特意指明的单电源运放，由于内部输入输出电路经过专门设计，既可以0V输入也可以0V输出，比如LM324的输出范围是0V至VCC-1.5V。特别是具有轨对轨（Rail-to-Rail）特性的单电源运放比如OPA2350、MAX4634、MAX492等，输出范围非常接近0V到VCC。再就是普通运放一般需要±10V以上的电压才具有良好的性能，改为单电源供电后需要20V以上，这对低压、低功耗的的便携设备是不太合适的。以下讨论都以具有轨对轨特性的单电源运放为基础。
2.设计思路
设计一个单电源供电的运放电路，如果已知输入电压从变化到时，对应的输出电压从变化到，那么根据线性关系，对于允许范围内任意的输入电压，相应的输出电压必然满足直线方程：
其中，
是电路的交流增益，是同相放大电路，是反相放大电路。是由偏置作用在输出电压上产生的偏移电压（表现为轴上的截距），可由任意一对已知的输入、输出电压求得：
通常它与输入电路上所加的一个固定偏置电压源存在如下比例关系：
是比例系数。对普通双电源运放总有，而单电源运放却不一定，而且可正、可负。综合上述、及与和的各种组合，可以得到表1列出六种情况，分别对应着一种类型的电路。因此，我们可以事先根据和的取值特征，以 作为传输特性设计出六种类型的通用电路，并给出和与电路元件之间的关系式。针对具体应用时，只要根据设计要求，任意给出两对输入输出电压，便可通过前边给出的公式计算出电路的交流增益和偏移电压，然后根据和的符号和取值选择相应类型的电路，并计算元件参数。
表1
3.不同类型的单电源运放电路
以下各个电路中略去了电源的连接。实际一概应为：电源的正端接运放的+VCC管脚，负端接-VEE管脚和地。
3-1 ， 无偏置同相放大电路
可以采用图1所示的电路。输出与输入电压的关系为：
图1 ， 无偏置同相放大电路
对比 ，电路的交流增益为，。
3-2 ， 无偏置反相放大电路
可以采用图2所示的电路。输出与输入电压的关系为：
图2 ， 无偏置反相放大电路
对比 ，电路的交流增益为，。
3-3 ， 正偏置同相放大电路
可以采用图3所示的电路。输出与输入电压的关系为：
图3 ， 正偏置同相放大电路
对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：
这种电路允许输入信号在正负之间变化，当时，输出动态范围最大。
如果让电路中，，则输出与输入的关系可以简化成：
电路的偏置系数，交流增益和偏移电压可以分别调整互不影响，而且只有两个电阻参数需要计算。此时，电路获得最大输出动态范围的条件是。
3-4 ， 正偏置反相放大电路
可以采用图4所示的电路。输出与输入电压的关系为：
图4 ， 正偏置反相放大电路
对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：
这种电路也允许输入信号在正负之间变化，且当时，输出动态范围最大。
让电路中，，则输出与输入的关系可以简化成：
电路的偏置系数，交流增益和偏移电压可以分别调整互不影响，而且只有两个电阻参数需要计算。此时，电路获得最大输出动态范围的条件是。
3-5 ， 负偏置同相放大电路
可以采用图5所示的电路。输出与输入电压的关系为：
图5 ，负偏置同相放大电路
对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：
这种电路只允许输入信号在某个正值区间变化（参见表1）。
3-6 ， 负偏置反相放大电路
可以采用图6所示的电路。输出与输入电压的关系为：
图6 ，负偏置反相放大电路
对比 ，以及，可知电路的交流增益和偏置系数分别为：
这种电路只允许输入信号在某个负值区间变化（参见表1）。
4.设计举例
某采用VCC=+5V单电源供电的便携仪器要求把磁通门传感器输出的-7V到+7V电压转变成为0到5V的电压，之后送给ADS1251 24位AD转换器。我们选用轨对轨输出的单电源运放MAX4634完成这个转换工作。首先用输入输出特性上的两个已知点（-7V，0V）和（7V，5V）计算要求的交流增益和输出偏移量：
因为，，所以选用图3所示的正偏置同相放大电路。同时让，，使输入输出关系式得以简化。根据前面的讨论，这时电路的偏移电压，交流增益=0.357，取，则。设计结果如图7所示。
图7 正偏置同相放大电路设计实例
本实例取自笔者开发的仪器，已应用多年。
参考文献：
[1] Bruce Carter and Ron Mancini. Op Amps forEveryone, 3rd Edition. Baston (MA,USA): Newnes,2003.
关键词：出线偏角；安全净距；措施；校验
1控制偏角θ的原因
设线路绝缘子串的长度为λ, 出线对架构横梁垂直线的偏角为θ。则带电导线对构架横梁的相地距离在不考虑风偏等因素的情况下为λ*cosθ，随着θ的增大，此值变小，当θ大到一定程度，此值就会小于安全距离。
2偏角θ超过了要求限值的几种情况介绍
2.1不少变电站已运行了几十年，变电站原有架构一般采用环形水泥电线杆和三角形桁架梁作为承重受力架构，由于超期服役、材料老化和线路升级（荷载加大）等原因，目前部分变电站架构已经出现较为明显的变形和电杆倾斜，危及电网设备的安全运行。淮安220kV淮阴变存在上述情况，于2010年进行了构支架改造工程可行性研究。淮阴变原220kV采用双母线带旁路接线方式，配电装置采用户外半高型布置方式，改造后取消旁母，配电装置改为支持管母双列、单向出线中型布置，均为架空出线方式。配电装置间隔宽度由14m调至13m，220kV配电装置场地增加了环形道路，间隔位置出现了平移，与线路终端塔位置发生了偏移。
2.2淮安地区110kV户外变电站普遍采用江苏电网输变电工程标准化设计110-A-1方案。一般一期110kV架空进线2回，分别开入110kVI、II段母线，两回进线在变电站构架处中心距为26.7m，如果线路终端塔位置距离变电站构架不足够远，偏角θ就会超过要求的数值。如图示为淮安110kV黄集变间隔和线路终端塔位置示意图，线路采用同塔双回架设，终端塔距离变电站构架为21m。用制图法测得1#进线A相偏角为35.63o，B相偏角为31.36o，C相偏角为26.43 o。2#进线偏角也已超出了要求值。
3偏角θ的校验及解决措施
3.1 偏角θ的校验实际就是相地距离的确定。
（1）进出线引下线与架构支柱间的相地距离校验按三种情况求出D1值，此三种情况分别为①大气过电压、风偏条件；②内部过电压、风偏条件；③最大工作电压、短路摇摆、风偏条件。
计算公式D1≥OC+fYsinα”+A”+d/2*cosα”＋r＋b/2（式中参数见前图示）。
其中A”为上述三种状态下带电部位至接地之间的最小电气距离；fY为引下线的弧垂；α”为风偏摇摆角；d为导线分裂间距；r为导线半径；b为架构立柱直径（单位cm，下同）。
（2）当采用跳线时，边相跳线与架构支柱间的相地校验按下式校验计算：D1≥x1+ A1+d/2*cosα1＋r＋b/2（x1为跳线的风偏水平位移，α1为跳线的风偏摇摆角）。
黄集变进线采用跳线方式，经计算，图示1#出线C相跳线与架构支柱间的相地距离D1≥约180cm。
（3）阻波器风偏要求的相地距离按下式计算：D1≥X1+X2+A1＋b/2（X1为阻波器的风偏水平位移，X1为悬挂阻波器的绝缘子串的风偏水平位移）。
（4）架构上人与带电体保持B1值（带电作业时带电部分至接地部分之间的最小电气距离）所要求的相地距离按下式计算：D1≥B1+41.3/2+d/2*cosα＋r＋s（s为带电体在架构上人时的风偏水平位移，α1为带电体的风偏摇摆角）。
（5）相地距离的推荐值。根据以上引下线及跳线在各种状态下的风偏摇摆，阻波器的风偏摇摆，架构上人与带电体保持B1值等所要求的相地距离，取其中的最大值作为进出线相地距离的推荐值。
3.2 类似构支架改造工程可以采取调整间隔距离和宽度来对线路终端塔位置，使偏角θ满足要求。在淮阴变构支架改造工程中，为了缩小间隔位移，使变电间隔尽量对原有线路终端塔位置，除了采取整体平移、灵活布置母联、母设间隔位置外，另外在间隔中间还增加了3m宽的巡视小道。加上线路终端塔位置距离变电所较远，经现场勘察并校验偏角θ均能满足要求。
3.3 对于采用江苏电网输变电工程标准化设计110-A-1方案的110kV户外变电站，在不影响红线的前提下，可以采用倒推的方法确定线路终端塔位置。在双回进线间隔距离为26.7m的情况下，线路终端塔至少离变电站构架多远，才能够避开偏角θ过大的可能性。经计算并校验，此距离约为42m。
对于如黄集变的偏角θ已超过范围的情形，可以采取调整线路挂线位置和增加跳线的措施。在以后类似此种变电站方案（单母分段，四回进线），一期线路终端塔设计中建议上两基，一方面确保了安全可靠，又便于后期扩建。
3.4 另外，在设计中还应注意，为满足出线架构侧向受力条件，220kV和110kV出线偏角平均值（正反向）不应大于10 o。如果出线零挡采用同塔双回路，则终端塔宜设在两出线间隔的垂直平分线上。
4结语
【关键词】BGR（带隙基准源）；环路补偿；自偏置；Trimming（修调）
1 介绍
模拟电路中广泛地包含电压基准（reference voltage）和电流基准（current reference）。在数/模转换器、模/数转换器等电路中，基准电压的精度直接决定着这些电路的性能。这种基准应该与电源和工艺参数的关系很小，但是与温度的关系是确定的。在大多数应用中，所要求的温度关系通常分为与绝对温度成正比（PTAT）和与温度无关2种。而目前主流的基准源都是采用后者，即与温度无关。本设计就是设计一个不受温度影响的输出精度高的基准源。
2 基本原理
由于大多数工艺参数和温度有关，因此，和温度无关，即和工艺无关。利用PN结二极管的基极-发射结正向电压，具有负温度系数；而不同电流密度下的二个PN结二极管的基极-发射极正向电压之差，具有正温度系数；将两个具有正温度系数和负温度系数的量加权相加，则得到量显示零温度系数。输出电压公式为：
VREF=VBE+KVT（1）
3 负温度系数电压的产生
4 正温度系数电压的产生
两个三极管工作在不同的电流密度下，它们的基极-发射极电压的差值与绝对温度成正比。如果两个同样的三极管（IS1=IS2），偏置的集电极电流分别为nI0和I0，并忽略他们的基极电流，那么：
5 一阶温度补偿带隙基准源
将正、负温度系数的电压加权相加，就可以得到一个近似与温度无关的基准电压。常见的一阶可调基准源电路如图1所示。
式中：N为Q2与Q1的发射结面积之比，式（4）中第一项具有负的温度系数，第二项具有正、负温度系数，合理设计R0与R1的比值和N的值，就可以得到在某一温度下的零温度系数的一阶基准电压。式（5）中方括号内是约为1.25 V的一阶温度无关基准电压，通过调节R2/R0的比值，可以得到不同大小的基准电压。
6 电路结构及原理分析
本设计中使用了新的电路结构和新的设计方法，比如使用了新的启动电路结构，自偏置电路结构和源极负反馈补偿的方法。图2为本文设计的BGR基本电路图，包含A启动电路、B运放电路及反馈电路、C带隙核心电路。
其中图2 中由PM8，PM9，NM4组成了本设计的启动电路部分；由PM1，PM2，PM5，PM6，NM1，NM2，NM3组成了二级运放电路部分；由PM3，PM7，PM4，Q1，Q2，R1，R2，R3，R4组成带隙核心电路。同时通过PM1，PM2，PM3，PM7组成的镜像，运放的偏置电流由带隙基准主体电路提供，将之称为自偏置带隙基准电路。
7 启动电路
在电源上电的过程中，NM4逐渐开启，使PM9的栅电压为低电压。PM9开启，将VN拉至电源电压。NM3开启，产生偏置电流，使得运放和带隙基准主体开始工作。这是以自偏置的带隙基准为例。
整个带隙基准电路正常工作之后，PM8镜像PM2的电流，该电流在NM4上产生电压，当该电压大于电源电压减去PM9的阈值电压时，PM9关闭，启动电路不再对主体电路产生影响。
当带隙基准电路因为某种情况进入小电流工作的简并状态时，PM8镜像到的电流将减小，此时NM4上的电压下降，PM9开启，VN点电压上升，NM3开启，产生偏置电流使得运放和带隙基准主体开始工作。
从本设计中可以看到，当运放采用带隙基准主体电路提供偏置电流（自偏置）的时候，本项目的启动电路可以同时使得运放和带隙基准主体开始工作，可加快电路的启动过程。启动电路是否工作是通过镜像工作电流的方式，相比常用的启动电路方式（如检测三级管上的电压，通常是与MOS管阈值电压作比较）更加简单，更加可靠。
8 运放
本设计中使用的运放是简单的二级运放结构，但是同时使用了自偏置的的结构，如图2中B部分的电路。
当启动电路开启时，通过VN点使运放NM3 的栅极电压增大，使NM3开通，然后运放通过PM2形成的自偏置环路开始自启工作。这样设计省去了传统设计中的偏置电流产生电路，很大程度上减小了电路功耗。
9 带隙核心电路
当运放稳定后，通过反馈使其输入电压相等，使得VB1=VB2=VBE，此时PM3、PM4、PM7产生镜像比例电流，流过R1的电流是PTAT电流，它加到了一个VBE/R3 的电流上，此时通过电流镜像，使得PM3 得到了最终的输出电流，电阻R4决定了输出电压VBGH。
而在本设计中加入了新的思想，消除mismatch带来的影响，如图3本设计中具有源极负反馈补偿方法的带隙基准核心电路。
此电路由PM2、PM3等2个MOS管，和R1、R2、R3、R4、R5、R6、R7、R8等8个电阻，以及两个pnp型的BJT：Q1、Q2和一个运放AMP组成。其中PM2、PM3组成的电流镜像电路；R7、R8组成源极反馈电路，R5，R6组成电压补偿电路。
在BGR的设计中，很多单元 对其功能有一定的影响，其中电流镜的管的匹配影响对电路功能影响很大。
在图3的电路中我们添的R5 和R6 两个电阻是为了降低Mos管vds的影响，因为，如图PM2和PM3组成的电流镜单元，这两个管子的匹配对电路有很大的影响。当没有R6和R5两个电阻，那么我们会发现PM2和PM3的VDS相差很大，因为它们的源极基本上是接到VDD，而PM2漏极电压在600mV左右，而PM3的漏极电压稳定在1.2V左右，所以两个管子的VDS相差很大，会造成很高的匹配影响，为了降低其影响，我们添加了R6和R5两个电阻，来保证PM2和PM3的VDS接近，消弱VDS带来的影响。
为了进一步降低VDS和减小电流镜的匹配误差，我们添加了R8和R9，这样以R8和R9分别对两路电流镜形成了源极负反馈，当加入两个电阻时 ，随着PM2基极电压增加，其电流ID也增加，那么电阻的压降同时增加，那么其VDS也相对减小。这样就减小了电流镜电流偏差对电路的影响。
同时，与传统的带隙基准源对比，我们是以PM2、PM3形成电流镜像，而传统的本身两个BJT各有一路电流镜像，我们的结构进一步减小了电流匹配的误差。
10 仿真验证
验证整体的电路最终输出是否满设计要求，同时观察电路最低工作电压及不同条件下的功耗大小，确定BGR的精度。
由图4可知，当温度在-40～125℃变化时，输出基准电压在1.2～1.204 V之间变化，可得其温度系数为：
通过DC仿真得到，当电源电压在1.6V-3.3V，在所有工艺条件影响下包含：MOS，电阻，电容，BJT。输出基准电压在1.19V～1.22V之间变化，常温下为1.2V，变化范围仅为30mV，精度为±2%之内，达到了很高的精度。同时功耗仅为20uA，比同类IP功耗大大减小。
关键词：电压比较器；运算放大器；阈值比较
1 前言
比较器是一种带有反相和同相两个输入端以及一个输出端的器件，该输出端的输出电压范围一般在供电的轨到轨之间，运算放大器亦是如此。
比较器具有低偏置电压、高增益和高共模抑制的特点。运算放大器亦是如此。
运算放大器有如此多相似之处，但我们却不能忽略他们的细微差别。
比较器拥有逻辑输出端，可显示两个输入端中哪个电位更高。如果其输出端可兼容TTL或CMOS，则比较器的输出始终为正负电源的轨之一，或者在两轨间进行快速变迁。比较器设计用于开环系统，用于驱动逻辑电路，用于高速工作，即使过载亦是如此。
运算放大器有一个模拟输出端，但输出电压不靠近两个供电轨，而是位于两者之间。这种器件设计用于各种闭环应用，来自输出端的反馈进入输入端。其偏置电流通常低于比较器，而且成本更低。运算放大器设计用于闭环系统，用于驱动简单的电阻性或电抗性负载，而且不能过载至饱和状态。
正是这些细微差别，比较器和运算放大器大多数时候会被区别对待，分别实现不同的功能。但若稍作改变，利用他们的相似之处，又可以解决一些实际问题。文章就运放OPA699同时作为运算放大器和电压比较器进行接收电路设计，讨论，并通过试验结果进行现象分析。
2 光电探测电路原理
如图1所示为光电探测电路原理图，光电探测器通过偏置电路将接收到的光脉冲信号转换为电压脉冲信号，输入到放大电路，经过一级放大和整形等操作，输入到信号处理单元。
图1 光电探测电路原理框图
3 电路各部分设计及功能实现
3.1 光电探测器及偏置电路设计
光电探测器将光信号转换为电信号，一般在设计中主要考虑响应度，响应时间，光谱响应范围等参数。此设计中采用普通的硅PIN光电二极管，反向偏置电压为5v，其在反偏电压下工作电路如图2：
图2 光电探测器及偏置电路
3.2 放大电路设计及功能实现
3.2.1 放大电路设计
经光电二极管接收、转换的信号，其幅度和信号比不足以满足信号处理的要求，为了得到足够的放大倍数和更高的信噪比，还需要进行信号的再放大。放大电路如图3所示：
放大电路放大经光电二极管光电转换之后的电信号，考虑到运算放大器的放大倍数基本由电阻决定，受温度影响较小，在放大电路中选取TI生产的电压反馈限幅运算放大器OPA699的组成所需的放大电路。OPA699的-3dB带宽为1000MHz，压摆率为1400v/？滋S，噪声为4.1nV/，是一款高速低噪声运算放大器，满足基本的脉冲信号的放大需求。
运算放大器是一种双电源器件，因而必须通过采用外部元件的某种偏置将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，对于给定电源电压，这种方法可实现最大输入和输出电压摆幅。也就是说，为了避免削波现象，需使输出电压偏置到电源电压的一半附近。但是若通过简单的分压器将同相引脚偏置到电源电压的一半，极易引入低频寄生振荡或其他形式的不稳定现象。
该放大电路采用同相比例运算电路，进行单电源固定增益的放大，增益系数由R30/R29决定，本设计中设定放大倍数为5。
本设计中通过电容C34在分压器的抽头点设置旁路，用以处理交流信号。电阻R26为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。在本电路中，采用R27和R28组成的分压器，该网络的-3dB带宽由R27、R28和C34构成，如设定R27/R28为2.4kHz/2.4kHz，C34电容值为0.1uF，则：
此设计对于1.33kHz以下的电源上存在的噪声信号可以抑制掉。对于电容C34，若取值足够大，能够对分压器电路通带带宽内所有频率起到旁路的功能。该网络设置有效法则是将极点设为-3dB输入带宽的十分之一。
3.2.2 放大电路功能实现情况
输入脉宽为10ns的激光脉冲信号后，放大电路输入信号和输出信号情况如图4所示。
由图4可以看到，此电路能正常实现信号放大的，完全起到了放大高速微弱信号的作用。
3.3 阈值比较电路及电路实现情况
3.3.1 阈值比较电路
本设计中，阈值比较电路通过电压反馈运算放大器OPA699作为电压比较器实现，具体电路设计如图5所示：
高输入阻抗运算放大器OPA699作为比较器亦通过单电源实现，R33和R35实现将运算放大器的输出电压偏置到供电电压的位置，R34则提供阈值电压参考值，根据实际需要，此处设置阈值为200mV。电阻R32为基准电压提供直流回路，同时设定电路（交流）输入阻抗。
3.3.2 阈值比较电路工作情况
窄脉冲激光信号经放大输出进入比较器，经阈值比较后输出TTL脉冲信号，通过判别前沿获取时间信息，放大电路输出和阈值比较电路输出的输出波形如图6所示：
由图6可以看到，实现阈值比较功能的运算放大器OPA699能够对脉宽为10ns的快速信号进行阈值判别，完全能够满足实际应用需要。
4 结束语
该电路中，单电源供电方式设计的放大电路有效解决了信号放大的问题，方便后续电路的处理；阈值比较电路能进一步得到足够放大倍数的信号，有效地去除噪声，提高信噪比，为后续进行信号处理提供了保证，也就是说，此类应用中，尤其对供电方式要求单一的应用中，将运算放大器用作比较器是一种可行的设计选择。
运算放大器不但有单运放封装，同时提供双运放或四运放型号，这类双核和四核型号比两个或四个独立运算器便宜，而且占用电路板面积更小，进一步节省了成本。另外，比较器专门针对干净快速的切换而设计，因此其直流参数往往赶不上许多运算放大器。因而，在要求低输入失调电压和低输入偏置电流等的应用中，将运算放大器用作比较器可能比较方便。
但是用作比较器的运算放大器没有负反馈，因此其开环增益非常高。跃变期间，哪怕是极少量的正反馈也可能激发振荡。反馈可能来自输出与同相输入之间的杂散电容，也可能来自共地阻抗中存在的输出电流。虽然通过设计布局降低杂散电容等方法进行补偿，但不稳定性的确是隐形存在的“不定时炸弹”。另外，将运算放大器用作比较器时，受饱和影响，其反应速度低于期望水平，如果高速非常重要，将运算放大器用作比较器可能达不到预期效果。
总之，文章提供了一种可行的光电探测电路的设计手段，在实际应用时，必须了解相关知识，以确保所选运算放大器能达到要求的性能。
参考文献
[1]童诗白，华成英.模拟电子技术基础[M].第三版.高等教育出版社，2003.
[2]TEXAS INSTRUMENTS，Inc OPA699 Datasheet[Z].2012
[3]何希才（译）.运算放大器应用电路设计[M].科学出版社，2004
并不是说传感器模拟前端电路(sensor AFE)意在解决所有传感器的信号路径设计需求，发明一种器件能满足所有传感器的需求显然是不现实的，这样的器件必然会在满足传感器的特殊应用需求上有所折扣。例如，收发器温度收发器常用于工业领域，在1～20mA回路终端，因此需要功耗极低的解决方案。为此相对而言，带宽、速率和噪声等就不是其关键性的性能参数。适合该领域的解决方案需要1～200s／s间的可变采样速率，7μVrms的噪声水平，以及不大于4mA的消耗电流。而如果是需要快速测量出运动物体重量的电子秤，则需要采样速率高达4000s／s。同样，当电子秤的输入动态范围越大时，它需要的噪声水平也就越低，最低可至15nVrms。美国国家半导体的传感器模拟前端电路将传感器信号路径市场细分为一系列传感器应用。对于温度传感器或电子秤等特殊的传感器应用，传感器模拟前端电路是其最优化的解决方案。
LMP90100传感收发器模拟前端电路
传感器模拟前端电路满足了传感器信号路径所需的技术规格要求，此外，还可通过串行外设接口(SPI)或I2C总线进行编程。其可编程特性，令其能在最大程度上满足特定的传感器应用需求。例如，当某场合需要使用热电偶获得更大的温度范围时，更大的温度范围将意味着输出电压会随着测量温度的不同而变化很大。此时，如果能够动态调整信号路径增益对系统设计者而言很有意义。LMP90100即可实现此功能，它适用于高精度、低功耗的传感收发器应用。LMP90100内置用户可编程的增益放大器，其增益范围从1x到128x。当系统设计者选择更高增益时，则可更好地利用集成的24位∑模数转换器(ADC)的输入动态范围，从而提高系统整体性能和精度。此外，LMP90100传感器模拟前端电路的输入配置是可编程的。例如，一些不同类型的温度传感器的配置要求不同，为满足这一需求，LMP90100等传感器模拟前端电路具有完全可编程的输入多路复用器(M Ux)，允许对8个可用输入引脚随意配置。LMP90100的其他可编程特性包括可编程电流源、多个电压参考选项以及可调的采样率。
LMP90100的3线RTD配置
除软件可编程外，传感器模拟前端电路产品还可以对传感器的“健康状况”进行诊断，这对于传感器与负责监控的中央控制器相隔数百甚至数千米的应用场合非常有用。例如，在食品加工厂等应用中，必须保证某些工艺环节是在特定温度或压力水平下进行的，以保证产品质量。中央控制器需要周期性地监控传感器的“健康状况”，以确保它们收集的信息是正确的。借助LMP90100，电流源即可提供所需的传感器诊断功能。当传感器故障开路时，电流源就会使输入节点浮动到正的电源轨，示意出开路故障。当传感器短路时，电流源就会产生一个小幅值信号，通过将该信号与用户可编程的电平比较，可以测试短路或将近短路的情况。由于短路阈值是可编程的，所以可对濒于故障的传感器进行检测。其他的传感器诊断技术还包括通过微调特定传感器模拟前端电路的配置，监控传感器的输出响应。例如，有毒气体传感器模拟前端电路LMP91000即可调整有毒气体传感器的偏置电压。调整偏置电压可以改变特定气体传感器的灵敏度，通过调整传感器的灵敏度，中央控制器就可以检测出传感器输出变化相对于偏置电压变化是否匹配。如此，即可在故障发生前，更换那些已经损坏或即将损坏的传感器。传感器诊断和健康状态测试等特性同样为硬件／系统设计师提供了一条更加简单的设计途径，便于他们克服应用挑战。
LMP91000有毒气体传感器模拟前端电路
传感器模拟前端电路还提供一些适用于具体应用的特性，包括多种节电模式和连续背景校准。节点模式尤其适用于便携式电子设备和4～20mA回路的传感收发器节点。例如，LMP91000即设计用作便携式有毒气体检测器。为确保更长的传感器导通时间常数，便携式有毒气体检测器不会完全掉电，为此多种工作模式并存就变得非常重要。这些工作模式包括有毒气体传感器在监控下，并当功耗为10μA的正常工作模式以及传感器加设了偏置电压但尚未进行实际测量的待机模式。在待机模式中，功耗通常为6μA，这也使得其恢复时间仅为秒量级，而不是小时量级。类似于气体检测器，因为直接白回路供电，传感收发器节点也需要更低功耗，整个信号路径功耗需要低于4mA。为此，需要为每个传感器选择最优的采样率，如果一个传感器仅需要1s／s的采样率，而另外一个传感器需要200s／s，则LMP90100可以允许每个信号路径工作在某一采样率，而不受其他通道采样率的影响。此外，可以关断内部时钟源和电流源等不必要的器件，以使功耗降至最低。
在必须同时检测多个传感器的应用中，传感器模拟前端电路有其独特优势。例如，在更宽的工作温度范围内精确监控压力时，相对于传统设计方案，LMP90100具有其设计优势。首先，具有灵活输入多路复用器的LMP90100可以接收多个传感器的模拟输入，而定制设计方案要求每个传感器具有独立的信号路径。此类应用的另一个挑战是每个传感器需要具有不同的信号电平。压力传感器可能只有20mV的满量程输出范围，而温度传感器则可能有几伏的满量程输出范围，也可以利用LMP90100 1～128倍、步长为2倍即6dB的可编程增益选项解决该问题。其他应用需求包括给传感器加设偏置电压和为模数转换器提供参考电压等。对于LMP90100，片上电流源可用于为传感器加设偏置电压，其参考多路复用器可用于为24位模数转换器选择两个不同的参考电压。对于定制设计，必须使用外部电路为传感器加设偏置电压并为模数转换器提供参考电压。参考多路复用器还具有其他特性，包括可测量模数转换器参考电压对传感器偏置电压的比值，及在噪声环境中提供优异的系统性能。在定制设计中可以利用分立元件实现该性能，但需要额外的板上空间及微控制器通用输入输出(GPIO)线。最 后，由于测量是在较宽的工作温度范围内进行的，传统的信号路径解决方案必须在整个工作温度范围内设定好。对于LMP90100，从传感器输出到微控制器输入的信号路径是自校正的，不随温度或时间漂移，这意味着系统信号路径中电子器件的增益和偏移不需要在数字域进行监测或修正。
相对传统设计，另一个传感器模拟前端电路可以发挥巨大优势的多传感系统应用是在需要用同一仪器设计感应多种不同气体的有毒气体检测器时。有些有毒气体传感器在特定气体中会发生氧化反应，而其他传感器可能发生还原反应。传统的解决方案要求能够调节用于测量流经传感器电流的跨导放大器(TIA)的偏置电压。对于电流流出传感器工作电极(WE)时的还原反应，偏置电压需要设定为正参考值，以防止电流变大时TIA的输出在近地附近限幅。氧化反应下，电流会流入传感器的工作电极，为此偏置电压需要设定在地附近，以防止TIA的输出在正电源附近饱和。这可以通过几种定制的分立式设计方式实现，一种方案是采用双极性电源，它在地附近为TIA的输入加设偏置电压，使其可以在任一方向上变化。另一种方案是针对特定类型的有毒气体传感器，利用外部数模转换器(DAC)或模拟开关改变从地附近到正电源电压附近的偏置电压。此外，还有一种备选方案是采用LMP91000，它针对TIA输入集成了可编程偏置电压，该方法可以以单一正电源电压为两类化学反应正常供电。有毒气体检测器的另一个设计挑战是需要检测电流的动态范围。一些有毒气体传感器的满量程范围为600μA、灵敏度为10nA／10-6，而其他的传感器满量程范围可能为10μA、灵敏度为1nA／10-6。解决这一问题同样有多种解决方案。为了在宽电流范围内提供足够的测量分辨率，相对于传统的12位模数转换器，定制方案需要16或24位高分辨率模数转换器，它虽然在整个电流范围内确保了所需的分辨率，但数模转换器的成本大幅提高。另一个选择是利用模拟开关切换不同的反馈电阻值，以改变TIA的增益，这样就能使用12位模数转换器并更好地利用模数转换器的动态范围获得所需的性能。LMP91000内置从2～375kΩ的可编程反馈电阻和可切换到外部反馈电阻的性能选项从而解决了这一难题。最后，有些应用还要求控制有毒气体传感器工作电极(WE)与参考电极(RE)之间的电势差，有些传感器如一氧化碳传感器需要零偏置电压，即要求RE和WE在相同的电位上。而有些气体传感器如一氧化氮传感器需要正偏置电压，另外一些传感器则需要负偏置电压，定制设计可以通过综合利用模拟开关、多种参考电压和／或模数转换器而实现。LMP91000通过提供从+24％的VREF到-24％的VREF的可编程偏置电压得以解决这一问题。
LMP91000的不同化学反应
传感器模拟前端电路产品配套了各种软硬件开发工具，利用这些开发工具，系统设计者可以了解传感器模拟前端电路如何满足传感器信号的需求。首先，软件工具为系统设计师提供了了解特定的传感器模拟前端电路产品的友好用户环境。当启动软件时，会一并开启一个向导索引，该索引包含了一个介绍有关器件特点和性能的短片以让系统设计师明白工具的功能特点。当用户完成或跳过软件向导，系统设计师即可从传感器数据库选择连接到传感器模拟前端电路的传感器。例如，选用面向精密、低功耗传感收发器设计的LMP90100，用户可以从多种温度传感器(如热电偶、RTD、热敏电阻和模拟温度传感器)、压力传感器和负载单元中进行选择。如果所选的特定传感器不在列表中，设计者可以手动将传感器添加到数据库中。一旦选定了某传感器，传感器模拟前端电路就会针对该传感器自动配置。此时，用户被引导到传感器模拟前端电路框图，他们可以研究器件特性及如何针对该传感器进行配置。帮助栏将引导设计者浏览传感器模拟前端电路的可编程单元。用户也可以通过将鼠标悬停在特定单元上获取所有可编程单元的详细说明。除可以自动对所选的传感器进行配置外，该软件工具还可针对特定配置提供器件的性能评估功能。如果更改了任何器件配置，如增益或采样率，性能评估表会自动更新并显示出新的器件性能。该软件工具的设计目的是为系统设计师提供一个无须阅读冗长的数据表，即可了解如何使用某部件满足所需的方式。
